Blinka en LED med monteringsspråk en PIC. To ange det blindingly uppenbara finns det många smaker av mikrokontroller i världen Det finns otaliga applikationer för dem också Denna instruktionsbok kommer att täcka de steg som är nödvändiga för att blinka en LED med en PIC mikrokontroller och Microchip monteringsspråk , Visar dig hur du får tillgång till och använder en del av enhetens hårdvaruomvandlare. För att göra detta ska jag visa dig hur du blinkar en LED vid ungefär 1 Hz med en 50-talscykel. Steg 1 Hämta nödvändiga verktyg för delar. Vad du ska need.1 En PIC, helst en 16F1936 - men så länge du känner till din specifika maskinvara, kan du förmodligen implementera det på nästan 8 bitars PIC med en 16-timmars inbyggd timer. Det finns några små programmeringsskillnader mellan 1936 och Tidigare år som du kanske känner till 1936 är vad jag har för tillfället och det är ganska spiffy.2 Något sätt att programmera PIC Jag ska använda en PICkit III för att göra ICSP Seriell programmering i krets Kan vara Fått från Micro chip för en liten summa pengar Det finns många programmeringsalternativ för PIC Du kan till och med rulla din egen programmerare.3 MPlab Detta är tillgängligt från Microchip för den låga låga kostnaden för Free.4 Diverse elektroniska delar - En 3-6V strömförsörjning - Brödbräda - Jumper-ledare - 1 uF kondensator - 10K motstånd - Valfri LED kring 20 ma strömdragning och lämplig storlek motstånd - En liten taktilbrytare. Som andra har nämnt bör du överväga ett IIR-oändligt impulsresponsfilter i stället för FIR-finit impulsresponsfilter du använder nu Det finns mer till det, men vid första anblicken implementeras FIR-filter som uttryckliga omvälvningar och IIR-filter med ekvationer. Det speciella IIR-filtret som jag använder mycket i mikrocontrollers är ett enkeltpoligt lågpassfilter. Detta är digital motsvarighet till ett enkelt RC-analogfilter För de flesta applikationer kommer dessa att ha bättre egenskaper än det lådfilter som du använder De flesta användningarna av ett lådfilter som jag har stött på är en resu Det är ingen som inte uppmärksammar i den digitala signalbehandlingsklassen, inte som ett resultat av att de behöver sina speciella egenskaper. Om du bara vill dämpa högfrekvenser som du vet är buller, är ett enkelspårigt lågpassfilter det bästa sättet att implementera en digitalt I en mikrokontroller är vanligtvis. FILT - FILT FF NEW - FILT. FILT är en del av beständig stat Detta är den enda beständiga variabeln du behöver beräkna detta filter NYTT är det nya värdet som filtret uppdateras med denna iteration FF är filterfraktionen som justerar filterets tyngd Titta på denna algoritm och se till att för FF 0 är filtret oändligt tungt eftersom utmatningen aldrig ändras. För FF 1 är det verkligen inget filter alls eftersom utmatningen bara följer ingången. Användbara värden Är emellan På små system väljer du FF att vara 1 2 N så att multiplikationen med FF kan utföras som ett rätt skift med N-bitar. Exempelvis kan FF vara 1 16 och multiplicera med FF därför en högerväxling av 4 Bitar Annars behöver det här filtret bara en subtrahera och en tillägg, även om siffrorna vanligtvis behöver vara bredare än ingångsvärdet mer på numerisk precision i ett separat avsnitt nedan. Jag brukar ta AD-avläsningar betydligt snabbare än de behövs och tillämpa två av dessa Filter kaskad Detta är den digitala ekvivalenten av två RC-filter i serie och dämpas med 12 dB oktav över rullningsfrekvensen. För AD-avläsningar är det vanligtvis mer relevant att titta på filtret i tidsdomänen genom att överväga sitt stegsvar. Detta berättar hur snabbt ditt system kommer att se en förändring när den sak du mäter förändringar. För att underlätta utformningen av dessa filter som bara betyder att välja FF och bestämma hur många av dem som ska kaskad använder jag mitt program FILTBITS Du anger antalet skiftbitar för varje FF i den kaskadade serien av filter, och det beräknar stegsvaret och andra värden. I själva verket kör jag vanligtvis detta via mitt omslagsscript. PLOTFILT Detta kör FILTBITS, vilket gör att en CSV-fil, sedan plottar CSV-filen Till exempel här är resultatet av PLOTFILT 4 4.De två parametrarna till PLOTFILT betyder att det kommer att finnas två filter som är kaskad av den ovan beskrivna typen. Värdena 4 anger antalet växlingsbitar för att realisera multiplicera med FF De två FF-värdena är därför 1 16 i det här fallet. Det röda spåret är enhetens stegsvar och är huvudämnet att titta på. Detta förklarar till exempel att om ingången ändras omedelbart, kommer utsignalen från Kombinerat filter kommer att lösa sig till 90 av det nya värdet i 60 iterationer Om du bryr dig om 95 avvecklingstid måste du vänta på 73 iterationer och för 50 avvecklingstid bara 26 iterationer. Det gröna spåret visar utmatningen från en enda full amplitud spik Detta ger dig en uppfattning om slumpmässigt brusundertryck Det verkar som om inget enskilt prov kommer att orsaka mer än en 2 5 förändring i utmatningen. Det blå spåret är att ge en subjektiv känsla av vad detta filter gör med vitt brus Detta är inte en strikt test sedan th Ere är ingen garanti vad exakt var innehållet i slumptalsnumren plockade som det vita brusetånget för denna körning av PLOTFILT Det är bara för att ge dig en grov känsla av hur mycket det kommer att bli squashed och hur smidigt det är. PLOTFILT, kanske FILTBITS , Och många andra användbara saker, speciellt för PIC-programvaruutveckling finns i programvarulisationen PIC Development Tools på min programvaruhämtningssida. Lägg till om numerisk precision. Jag ser från kommentarerna och nu ett nytt svar att det finns intresse att diskutera Antal bitar som behövs för att implementera detta filter Observera att multiplikationen med FF kommer att skapa logg 2 FF nya bitar under binärpunkten På små system är FF vanligtvis valt att vara 1 2 N så att denna multiplicering faktiskt realiseras genom en rätt förskjutning av N bits. FILT är därför vanligtvis ett fastpunkts heltal Observera att detta inte ändrar någon av matematiken från processorns synvinkel. Om du till exempel filtrerar 10 bitars AD-avläsningar och N 4 FF 1 16 behöver du 4 fraktion Bitar under 10 bitars heltal AD-läsningar En av de flesta processorer gör att du gör 16 bitars heltalstransaktioner på grund av 10-bitars AD-avläsningar. I det här fallet kan du fortfarande göra exakt samma 16 bitars heltalsoperationer, men börja med AD-avläsningarna till vänster Skiftas med 4 bitar Processorn känner inte till skillnaden och behöver inte göra matematiken på hela 16 bitars heltal fungerar om du anser att de är 12 4 fast punkt eller sann 16 bitars heltal 16 0 fast punkt. I allmänhet behöver du att lägga till N bitar varje filterpole om du inte vill lägga till ljud på grund av den numeriska representationen I exemplet ovan måste det andra filteret av två ha 10 4 4 18 bitar för att inte förlora information I praktiken på en 8 bitars maskin Det betyder att du använder 24-bitars värden. Tekniskt bara skulle den andra polen av två behöva det bredare värdet, men för enkelhetsgraden för firmware brukar jag använda samma representation, och därmed samma kod, för alla poler i ett filter. Normalt skriver jag en subrutin eller makro för att utföra ett filter polera operationen och applicera sedan på varje pol Om en subrutin eller ett makro beror på huruvida cykler eller programminne är viktigare för det specifika projektet. I vilket fall som helst använder jag en del repetillstånd för att överföra NEW till subrutinen makro, vilket uppdaterar FILT, men också laddar in i samma repetillstånd NYHET var i Detta gör det enkelt att tillämpa flera poler eftersom den uppdaterade filmen av en pol är den nya av nästa. När en subrutin är det användbar att få en pekare till FILT på vägen in som uppdateras till strax efter FILT på vägen ut Således fungerar subrutinen automatiskt på efter varandra följande filter i minnet om det kallas flera gånger Med ett makro behöver du inte en pekare eftersom du skickar in adressen för att fungera vid varje iteration. Exempel på exempel . Här är ett exempel på ett makro som beskrivits ovan för en PIC 18. Och här är ett liknande makro för en PIC 24 eller dsPIC 30 eller 33.But dessa exempel implementeras som makron med min PIC assembler preprocessor som är mer kapabel än antingen av de inbyggda makroanläggningarna. clabacchio Ett annat problem som jag borde ha nämnt är implementering av fast programvara. Du kan skriva en enkelpolig lågpassfilter subrutin en gång och sedan applicera den flera gånger. Faktum är att jag vanligtvis skriver en sådan subrutin för att peka i minnet till filtertillståndet, sedan ha det förskott Pekaren så att den kan kallas i följd lätt för att realisera flera poliga filter Olin Lathrop Apr 20 12 på 15 03.1 Tack så mycket för dina svar - alla bestämde jag för att använda det här IIR-filtret, men det här filtret används inte som ett Standard LowPass-filter eftersom jag behöver genomsnittliga räknevärden och jämför dem för att upptäcka ändringar i en viss räckvidd eftersom de här värdena har mycket olika dimensioner beroende på maskinvara jag ville ta ett genomsnitt för att kunna reagera på dessa hårdvaror specifika ändringar automatiskt senselen 21 maj 12 på 12 06. Om du kan leva med begränsningen av en kraft av två antal objekt i genomsnitt dvs 2,4,8,16,32 etc så kan delningen enkelt och effektivt ske på en Lågpresterande mikro med ingen dedikerad delning eftersom det kan ske som en bitskift. Varje växlingsrätt är en kraft av två. OP-enheten trodde att han hade två problem, delade i en PIC16 och minne för hans ringbuffert. Detta svar visar att delningen Det är inte svårt Visserligen behandlar det inte minnesproblemet, men SE-systemet tillåter partiella svar, och användarna kan ta något från varje svar för sig själva, eller till och med redigera och kombinera andra svar. Eftersom några av de andra svaren kräver en delning, är likaledes ofullständiga eftersom de inte visar hur man effektivt kan uppnå detta på en PIC16 Martin 20 april 12 på 13 01. Det finns ett svar på ett riktigt glidande medelfilter aka boxcar filter med mindre minne krav, om du inte har något att tänka på. Kallas ett kaskadintegrator-comb filter CIC Tanken är att du har en integrator som du tar skillnader över en tidsperiod, och den viktigaste minnesbesparande enheten är att genom downsampling behöver du inte lagra eve Ry-värdet på integratorn Det kan implementeras med följande pseudokod. Din effektiva glidande medellängd är decimationFactor stateize men du behöver bara behålla statusprover självklart. Du kan självklart få bättre prestanda om din stateize och decimationFactor är krafter på 2, så att divisions - och återstående operatörer ersättas av skift och mask-ands. Postscript Jag håller med Olin om att du alltid bör överväga enkla IIR-filter före ett glidande medelfilter Om du inte behöver frekvens-nollarna hos ett boxcarfilter, en 1-polig Eller 2-poligt lågpassfilter kommer antagligen att fungera bra. Om du filtrerar i syfte att decimera med en högprovsränta inmatning och med medelvärdet för användning med en lågprocess, då ett CIC-filter Kan vara precis vad du letar efter speciellt om du kan använda stateize 1 och undvika ringbufferten helt och hållet med bara ett enda tidigare integratorvärde. Det finns en djupgående analys av matematiken bakom användandet av de första orden er IIR-filter som Olin Lathrop redan har beskrivit på Digital Signal Processing-stackutbytet innehåller massor av vackra bilder Ekvationen för detta IIR-filter är. Detta kan implementeras med hjälp av heltalserier och ingen delning med följande kod kan behöva lite felsökning som jag Skrivte från minnet. Detta filter approximerar ett glidande medelvärde av de sista K-proven genom att ställa in värdet av alfa till 1 K Gör det här i föregående kod genom att definiera BITS till LOG2 K, dvs för K 16 set BITS till 4, för K 4 sätta BITS till 2 osv. Jag ska verifiera koden som anges här så snart jag får en ändring och rediger detta svar om det behövs. Svarade 23 juni 12 kl 04 04. Här är ett poligt lågpassfilter glidande medelvärde med Cutoff frekvens CutoffFrequency Mycket enkel, mycket snabb, fungerar bra och nästan inget minne överhead. Notera Alla variabler har räckvidd bortom filterfunktionen, utom det som passerade i newInput. Note Detta är ett enda stegsfilter Flera steg kan kaskadas tillsammans för att öka Skärpa av Filtret Om du använder mer än ett steg måste du justera DecayFactor som relaterar till Cutoff-Frequency för att kompensera. Och självklart allt du behöver är de två linjerna placerade någonstans, de behöver inte egen funktion. Detta filter har en uppstartstid innan det rörliga genomsnittet representerar det för ingångssignalen Om du behöver kringgå den här uppstartstiden kan du bara initiera MovingAverage till det första värdet av newInput istället för 0, och hoppas att den första newInput inte är en outlier. CutoffFrequency SampleRate har ett intervall mellan 0 och 0 5 DecayFactor är ett värde mellan 0 och 1, vanligen nära 1.Single-precision floats är tillräckligt bra för de flesta saker, jag föredrar bara dubbelar. Om du behöver hålla fast med heltal kan du konvertera DecayFactor och Amplitude Factor till fraktionella heltal, där täljaren lagras som heltalet och nämnaren är ett heltalseffekt på 2 så att du kan bitskiftas till höger som nämnaren i stället för att dela upp under filterslingan För Exempel om DecayFactor 0 99, och du vill använda heltal, kan du ställa DecayFactor 0 99 65536 64881 och sedan när du multiplicerar med DecayFactor i din filterslinga, skiftar du bara resultatet 16. För mer information om detta, en utmärkt bok som S online, kapitel 19 om rekursiva filter. PS För det Moving Average-paradigmet, kan ett annat sätt att ställa in DecayFactor och AmplitudeFactor som kan vara mer relevant för dina behov, låt oss säga att du vill ha föregående, ca 6 poster i genomsnitt tog Eter, gör det diskret, du lägger till 6 föremål och delas med 6, så du kan ställa in AmplitudeFactor till 1 6 och DecayFactor till 1 0 - AmplitudeFactor. answered 14 maj 12 på 22 55. Alla andra har kommenterat noggrant på verktyget Av IIR vs FIR, och på power-of-two-division Jag vill bara ge några detaljer om genomförandet Nedan fungerar det bra på små mikrokontroller utan FPU Det finns ingen multiplicering, och om du håller N en kraft av två delar hela divisionen Är encyklisk bitskiftning. Baskisk FIR-ringspuffbuffert håller en löpbuffert med de sista N-värdena och ett löpande SUM av alla värden i bufferten Varje gång ett nytt prov kommer in, subtrahera det äldsta värdet i bufferten från SUM , Ersätt det med det nya provet, lägg till det nya provet till SUM och mata ut SUM N. Modified IIR-ringbufferten, fortsätt SUM av de sista N-värdena Varje gång ett nytt prov kommer in, lägg till SUM-SUM N, lägg till det nya Prov och output SUM N. answered 28 aug 13 på 13 45. Om jag läser dig rätt beskriver du en första order IIR filtrera det värde du subtraherar är det t äldsta värdet som faller ut, men istället är det genomsnittet av tidigare värden Första ordningens IIR-filter kan säkert vara användbart men jag är inte säker på vad du menar när du föreslår att utgången är samma för alla periodiska signaler Vid en provkvot på 10 kHz matas en 100 Hz kvadratvåg i ett 20-stegs filter med en signal som stiger jämnt för 20 prover, sitter högt för 30, sjunker jämnt för 20 prover och sitter lågt för 30 En första ordning IIR filter supercat aug 28 13 vid 15 31. kommer att ge en våg som kraftigt börjar stiga och gradvis nivåer nära men inte vid ingångens maximala nivå, börjar sedan kraftigt falla och gradvis nivåer av nära men inte vid ingången minimum Mycket annorlunda beteende supercat Aug 28 13 på 15 32. Ett problem är att ett enkelt glidande medel kan eller inte kan vara användbart Med ett IIR-filter kan du få ett fint filter med relativt få beräkningar. Den FIR du beskriver kan bara ge dig en rektangel i tid - en sync i Freq - och du kan inte hantera sidloberna Det kan vara väl värt att kasta in ett fåtal heltal multipliceras för att göra det till en fin symmetrisk avstämningsbar FIR om du kan spara klockan ticks Scott Seidman Aug 29 13 på 13 50. ScottSeidman Nej behöver multipliceras om man helt enkelt har varje steg i FIR-enheten antingen mata in medelvärdet av inmatningen till det aktuella läget och dess tidigare lagrade värde och lagra sedan inmatningen om man har numeriskt område, man kan använda summan snarare än genomsnittet Oavsett om det S bättre än ett lådfilter beror på applikationen stegresponsen hos ett lådfilter med en total fördröjning på 1ms, till exempel, kommer att ha en otäck d2 dt spik när ingången ändras och igen 1ms senare men kommer att ha det minsta möjliga d dt för ett filter med totalt 1ms fördröjning supercat aug 29 13 på 15 25.As mikeselektronik sagt, om du verkligen behöver minska dina minnesbehov, och du tänker inte på att ditt impulsrespons är en exponentiell istället för en rektangulär puls, jag skulle gå för en exponentiell rörlig ave raser filter Jag använder dem i stor utsträckning Med den typen av filter behöver du inte någon buffert. Du behöver inte lagra N tidigare prover. Bara en Så, dina minneskrav skärs med en faktor N. Även du behöver inte någon division för det Endast multiplikationer Om du har tillgång till flytande punkträkning, använd flytande punktmultiplikationer Annars gör vi multipelantal och ändringar till höger Vi är dock 2012 och jag rekommenderar dig att använda kompilatorer och MCU som tillåter dig För att arbeta med flytande punkter. Förutom att vara mer minneseffektivt och snabbare behöver du inte uppdatera objekt i någon cirkulär buffert. Jag skulle säga att det också är mer naturligt eftersom ett exponentiellt impulsrespons matchar bättre hur naturen beter sig, i de flesta fall. ansvarad 20 april 12 på 9 59. Ett problem med IIR-filtret som nästan berört av olin och supercat men tydligen ignoreras av andra är att avrundningen introducerar en viss oriktighet och eventuellt bias trunkering förutsatt att N i en kraft av två och enbart heltalsräkningar används, växlingen höger eliminerar systematiskt LSB: erna i det nya provet. Det betyder att hur lång serien någonsin kan vara, kommer genomsnittsvärdet aldrig att ta hänsyn till dem. För exempel, anta en långsammare minskande serie 8,8,8 8,7,7,7 7,6,6 och antar att medelvärdet verkligen är 8 i början Fist 7-provet kommer att ge genomsnittet till 7, oavsett filterstyrkan Bara för ett prov Samma berättar för 6 osv. Tänk på motsatsen går serien upp. Medelvärdet kommer att förbli på 7 för alltid tills provet är stort nog för att få det att ändras. Naturligtvis kan du korrigera för bias genom att lägga till 1 2 N 2, men som vann t verkligen lösa precisionsproblemet i så fall kommer den minskande serien att stanna för alltid vid 8 tills provet är 8-1 2 N 2 För N 4 till exempel kommer något prov över noll att hålla medeltalet oförändrat. Jag tror en lösning för Det skulle innebära att man höll en ackumulator av de förlorade LSB: erna men jag gjorde inte det tillräckligt långt för att få kod redo, Och jag är inte säker på att det inte skulle skada IIR-strömmen i några andra fall av serier, till exempel om 7,9,7,9 skulle vara genomsnittliga till 8 då. Olin, din tvåstegs kaskad skulle också behöva någon förklaring. Menar du att du håller två genomsnittsvärden med resultatet av den första matas in i den andra i varje iteration. Vad är fördelen med denna. PIC18F2550 projektstyrelse. Den nya projektplattan PIC18F2550 designades som utvecklingsplattform för studentprojekt Styrelsen har MCU PIC18F2550 med extern xtal, ADC en kanal 0-2 5V sigma-delta-omvandlare, Linear Technology LTC2400 LTC2420, 6-kanalig 10-bitars ADC 0-5V, Display Två kontakter för text LCD eller GLCD, USB-omkopplad USB-port med typ B-kontakt, Strömförsörjning ombord, låg avstängningsregulator, uppladdningsbart batteri, Kodprogrammering 10-stiftshuvud för In-Circuit Loader Styrplattformen är lämplig för att utveckla mikrokontrollerbaserad instrumentering. Eleverna kan bygga signalkonditionskortet , Pluggar den till PIC-projektbräda, utvecklar koden och programmerar den med laddningskabel lätt. MCU är 28-stifts PIC18F2550 med extern xtal som alternativ Vi kan använda intern oscill ator Laddaren använder endast tre stift, PGD, PGC och MCLR J1 är ICSP-header, vi kan ansluta den till applikationskortet för både kodning och körning. Användarens IO-portar är 6-kanaliga analoga ingångar RA0-RA5 PORTB, RB0-RB7 är för LCD-gränssnitt Användare kan välja antingen text LCD-skärm vid JR1-kontakt eller GLCD på JF1-kontakt PORTC, RC0-RC2 används för att koppla LTC2400 LTC2420 SPI-bussen, sigma delta-omvandlare RC4 och RC5 är USB-portsignal RC6 finns även på J2 RC7 är debug LED J1 är ICSP-huvud D2 skyddar VCC från högspänningsprogrammering vid MCLR-pin U2 kan vara 20-bitars eller 24-bitars upplösning, sigma-delta-omvandlare, LTC2420 eller LTC2400 J3 är hoppare för att välja avvisning av common mode brusfrekvens, 50Hz eller 60Hz Referensspänningen, 2 5V genereras av U3 LM336 Styrenheten kan drivas med uppladdningsbart batteri, BT1.Sample Code Interfacing LTC2400. Prover c-programmet som visas i Figur 8 visar gränssnitt till sigma-delta-omvandlare, LTC2400 MCU använder 4MHz Xtal med HS-oscillator, nr divisionsalternativ Programmet läser 24-bitars data från LTC2400, utför digital filtrering och visar ingångsspänning i 0 1uV-enhet. Skapa din egen exakta LC Meter Kapacitansinduktansmätare och börja skapa egna spolar och induktorer. Denna LC Meter gör det möjligt att mäta otroligt små induktanser gör det perfekt verktyg för tillverkning av alla typer av RF-spolar och induktorer. LC Meter kan mäta induktanser som börjar från 10nH - 1000nH, 1uH - 1000uH, 1mH - 100mH och kapacitanser från 0 1pF upp till 900nF Kretsen innehåller en automatisk sträckning samt återställningsomkopplare och ger mycket noggranna och stabila avläsningar. Volt Ampere Meter mäter spänning på 0-70V eller 0-500V med 100mV upplösning och strömförbrukning 0-10A eller mer med 10mA upplösning Mätaren är ett perfekt komplement till strömförsörjning, batteriladdare och andra Elektroniska projekt där spänning och ström måste övervakas. Mätaren använder PIC16F876A mikrokontroller med 16x2 bakgrundsbelysning LCD. BA1404 HI-FI stereo FM-sändare. På luft med Din egen radiostation BA1404 HI-FI Stereo FM-sändare sänder högkvalitativ stereosignal i 88MHz - 108MHz FM-band Det kan anslutas till vilken typ av stereo ljudkälla som iPod, dator, bärbar dator, CD-spelare, Walkman, TV, satellitmottagare , Banddäck eller annat stereosystem för att överföra stereoljud med utmärkt klarhet i hela ditt hem, kontor, gård eller campground. USB IO Board är en liten spektakulär liten utvecklingsbräda parallell port ersättning med PIC18F2455 PIC18F2550 mikrokontroller USB IO Board är kompatibel med Windows Mac OSX Linux-datorer När du är ansluten till Windows IO-kortet visas som RS232 COM-port Du kan styra 16 individuella mikrokontroller-IO-stift genom att skicka enkla seriella kommandon USB IO Board är självdriven av USB-port och kan ge upp till 500mA för elektroniska projekt USB IO Board är kompatibelt med breadboard. ESR Meter Kapacitans Inductance Transistor Tester Kit. ESR Meter Kit är en fantastisk multimeter som mäter ESR värden, capa citron 100pF - 20.000uF, induktans, resistans 0 1 Ohm - 20 MOhm, tester många olika typer av transistorer som NPN, PNP, FET, MOSFET, Thyristors, SCR, Triacs och många typer av dioder. Det analyserar också transistor s egenskaper som spänning och vinst Det är ett oersättligt verktyg för felsökning och reparation av elektronisk utrustning genom att bestämma prestanda och hälsa hos elektrolytkondensatorer Till skillnad från andra ESR-mätare som endast mäter ESR-värdet mäter denna kondensatorns ESR-värde samt dess kapacitans samtidigt. Hörlursförstärkare Kit. Audiophile hörlursförstärkare kit innehåller högkvalitativa ljudkomponenter som Burr Brown OPA2134 opamp, ALPS volymkontrollpotentiometer, Ti TLE2426 skenskivare, Ultra-Low ESR 220UF 25V Panasonic FM-filterkondensatorer, Högkvalitativ WIMA-ingång och avkopplingskondensatorer och Vishay Dale resistors 8-DIP-bearbetad IC-uttag gör det möjligt att byta OPA2134 med många andra dubbla opamp-chips som OPA2132, OPA 2227, OPA2228, dubbla OPA132, OPA627 osv. Hörlursförstärkaren är liten nog för att passa in i Altoids-boxen och tack vare låg strömförbrukning kan levereras från ett enda 9V-batteri. Adudu Prototype är ett spektakulärt utvecklingsbord fullt kompatibelt med Arduino Pro It s breadboard-kompatibla så att den kan anslutas till ett brödbräda för snabb prototypning och den har VCC GND-pinnar tillgängliga på båda sidor av PCB. Det är litet, energieffektivt men ändå anpassningsbart genom inbyggd 2 x 7-perforering som kan användas för att ansluta olika sensorer och kontakter Arduino Prototype använder alla standardhålkomponenter för enkel konstruktion, varav två är dolda under IC-uttaget. Styrfunktionerna 28-PIN DIP IC-uttag, användarutbytbar ATmega328 mikrokontroller blinkad med Arduino bootloader, 16MHz kristallresonator och en återställningsbrytare. Har 14 digitala ingångsstift 0-13, varav 6 kan användas som PWM-utgångar och 6 analoga ingångar A0-A5 Arduino-skisser laddas upp via en USB-seriell Adapter ansluten till 6-PIN ICSP kvinnlig header Board levereras med 2-5V spänning och kan drivas med ett batteri som litiumjonceller, två AA-celler, extern strömförsörjning eller USB-nätadapter.200m 4-kanals 433MHz Wireless RF Remote Control. Having förmågan att styra olika apparater inuti eller utanför ditt hus trådlöst är en stor bekvämlighet och kan göra ditt liv mycket enklare och roligt RF-fjärrkontroll ger ett långt intervall på upp till 200m 650ft och kan hitta många användningsområden för att styra olika enheter , Och det fungerar även genom väggarna. Du kan styra ljus, fläktar, växelsystem, dator, skrivare, förstärkare, robotar, garageport, säkerhetssystem, motordriven gardiner, motoriserade persienner, dörrlås, sprinkler, motoriserade projektionsskärmar och allt annat du kan tänka dig.
No comments:
Post a Comment